01概述：

在無刷直流電機控制系統中，位置傳感器（如霍爾傳感器等）雖然為轉子位置提供了最直接最有效的檢測方法，但是它們也使電機的體積變大，需要的信號引線增多，生產成本增加。在某些應用場合（如高溫高壓），位置傳感器的不可靠性更帶來了系統運行失效的風險。因此，人們致力于尋找無刷直流電機無位置傳感器的控制方法。本文將討論包括電機驅動方式、PWM 調制方式、轉子位置檢測方法等無位置傳感器控制的關鍵技術。

02電機驅動方式的選擇：

【資料圖】

1、主功率電路驅動方式分析

無刷直流電機可以有多相結構，每種結構都可以用全橋或半橋電路來驅動，而全橋驅動又可分為星形和角形聯結以及不同的通電方式。不同的選擇會使電機及控制系統產生不同性能和成本。以應用最廣泛的三相無刷直流電機為例，便有三相半橋驅動、三相星形全橋驅動、三相三角形全橋驅動等多種方式如下圖一所示：

(a)半橋驅動方式

(b)半橋驅動方式

圖一：無刷直流電機驅動方式示意圖

如上圖一(a)所示，三相半橋驅動電路的特點是簡單，但電機繞組的利用率很低，每個繞組只通電1/3周期的時間，另外2/3時間處于斷電狀態，繞組未能得到充分利用，其運行時轉矩波動較大；對于要求較高的場合，一般采用三相全橋電路，如上圖一(b)所示。

無論電機繞組采用何種聯結方式，三相全橋驅動電路都有兩兩導通和三三導通兩種通電方式。兩兩通電方式是指每一瞬間有兩只開關管導通或調制，每隔60度電角度換相一次，每次換相改變一只開關管的狀態，每只開關管導通120度電角度；三三通電方式是指每一瞬間都有3只開關管同時導通或調制，每隔60度電角度換相一次，每個開關管通電180度電角度。但是在三三通電方式中，對開關管的關斷和導通順序有嚴格的規定，稍有不慎便會造成上下橋臂同時導通，使直流電源短路而燒毀。

綜上分析，本文采用三相星形全橋驅動電路，并采用兩兩導通的通電方式來探討無位置傳感器控制的關鍵技術。

2、六步換相法

無刷直流電機采用兩兩通電的三相星形全橋驅動方式后，每個電周期內換相六次，也即是我們常說的六步換相法。根據通電繞組的不同，將一個電周期平均分成6步，稱為6個區間或6個狀態，換相發生在兩個相鄰狀態的切換瞬間，由開關管的切換完成。六步換相法的原理如下圖二所示。

(a)六步換相每個狀態對應的電流方向

(b)定子繞組反電動勢波形及開關管導通順序

圖二：六步換相原理示意圖

圖二(a)顯示了六步換相中每一步的電流流過電機繞組的方向，圖二(b)顯示了每一步電機繞組的反電動勢波形及開關管的導通情況。各開關管的導通順序是V1V4、V1V6、V3V6、V3V2、V5V2、V5V4、V1V4……當V1和V4導通時，電流從V1流入A相繞組，再從B相繞組流出，經V4流回電源，在這個狀態中，C相繞組是不通電的，即處于懸空狀態。每一狀態上都有兩相繞組通電，另外一相繞組懸空，這是六步換相法的重要特征，我們該篇文章將要討論的無位置傳感器控制就是基于此實現的。

03PWM調制方式：

PWM控制是最常用的電機調速方式，尤其是近年來IGBT和MOSFET等電力電子器件的發展，PWM的調制頻率可達幾十甚至幾百kHz，為電機的寬轉速、快響應靈活調速提供了條件。PWM控制主要是通過PWM波對橋式逆變橋功率管的開關狀態進行調制達到對電流的控制和調節。根據PWM的作用時間和作用的開關管不同，可以將PWM調制分為五種模式。在每個開關管導通的120度電角度的時間內，五種調制模式如下圖三所示。

圖三：120度導通方式下五種PWM調制方式

(1)H_PWM-L_PWM模式：逆變橋上下橋臂采用互補的PWM信號進行調制；

(2)ON_PWM模式：在每個開關管的120度電角度導通空間中，前60度電角度保持恒通，后60度電角度進行PWM調制；

(3)PWM_ON模式：在每個開關管的120度電角度導通空間中，前60度電角度進行PWM調制，后60度電角度保持恒通；

(4)H_PWM-L_ON模式：在每個通電狀態中，處于逆變橋中上橋臂的開關管采用PWM調制，下橋臂的開關管保持恒通；

(5)H_ON-L_PWM模式：在每個通電狀態中，處于逆變橋中上橋臂的開關管保持恒通，下橋臂的開關管采用PWM調制。

在五種調制方式中，上下橋臂同時調制的方式，如H_PWM-L_PWM，稱為“全斬波”調制模式；其他四種調制方式，稱為“半斬波”調制模式。“全斬波”模式的開關損耗和定子繞組的電流脈動均是其他“半斬波”模式的兩倍，而在“半斬波”的四種調制模式里，在上橋換相過程中，PWM_ON模式和H_PWM-L_ON下的轉矩脈動比ON_PWM模式和H_ON-L_PWM模式下的小；在下橋換相過程中，PWM_ON模式和H_ON-L_PWM下的轉矩脈動比ON_PWM模式和H_PWM-L_ON模式下的小。

考慮到控制的簡單性，我們本文選擇最常用的H_PWM-L_ON模式（也被稱為上橋斬波下橋恒通），也即在每個通電狀態中只對上橋臂進行PWM調制，而下橋臂保持恒通。以狀態1為例，AB相導通，當PWM高電平時，V1、V4導通，電源通過V1、V4，電流增加；當PWM低電平時，V1關斷，V4導通，電流通過二極管續流。采用H_PWM-L_ON模式能有效的降低電機的轉矩脈動，特別是在高速情況下。完整的PWM控制信號如下圖四所示。

圖四：PWM控制信號波形圖

04反電勢過零點檢測方法的實現：

對于反電動勢為梯形波的無刷直流電機，通過檢測懸空相電壓的過零點，即可得到懸空相反電動勢電壓的過零點。但是電機的引出線一般只有 A、B、C 三相繞組的引線，能夠直接檢測到的物理量只有端電壓和相電流，因此只有對這些物理量進行處理和運算，才能獲得電機的反電動勢，檢測其過零點。

由于絕大部分電機的中性點并沒有引出，因此無法直接將定子端電壓與中性點電壓進行比較來獲取過零點。針對這種情況，其中一種解決方法就是將端電壓與直流母線電壓的一半進行比較，假定端電壓等于VDC/2 的時候發生反電動勢過零事件，如下圖五所示。這種電路容易實現，只需在繞組引出線上接上比較器即可，故一共需要三個比較器。但是這種方法檢測到的端電壓信號有正負相移，而且大多數情況下電機的額定電壓小于 VDC 電壓，因此反電動勢過零事件并非總發生在 VDC/2 處，故檢測不準確。

圖五：端電壓與直流母線電壓的一半進行比較示意圖

另一種方法是將三相定子端電壓通過電阻分壓網絡來構成虛擬中性電壓，通過比較端電壓與虛擬中性點電壓來獲取反電動勢過零點，如下圖六所示。但是由于電機采用PWM 調速，定子端電壓上都會疊加高頻干擾，影響到反電動勢過零點的獲取。在許多情況下，都是采用電阻分壓并搭配RC低通濾波來實現的，但是這樣會導致反電動勢信號大幅度地衰減，并且會帶來過零點的相移問題，后期要進行相位補償，增加了控制的復雜程度。

圖六：端電壓與虛擬中性點進行比較

由上可見，這些方法都依賴于片外比較器，而且可能存在過零點的相移問題。我們這篇文章在六步換相法和反電動勢過零點檢測方法的基礎上，探討更具針對性而且實現更方便的過零點檢測方法。

由圖二(b)可以看出，在每個狀態中，懸空相的反電動勢正負號都會發生變化，故只要我們檢測到其反電動勢正負號跳變的瞬間，即可捕捉到其過零點。以狀態1為例，此時電流從A相繞組流入，由B 相繞組流出，C相懸空。此時的電機等效電路如下圖七所示：

圖七：狀態1電機等效電路

根據等效電路，A、B 相繞組形成電流回路，C相繞組無電流，可得：

式(1)

式中：va、vb、vc ---- A、B、C 三相端電壓；

R、L ---- 定子繞組等效電阻、電感；

i ---- 定子繞組電流；

ea、eb、ec ---- A、B、C 三相反電動勢；

un ---- 定子繞組中性點電壓。

反電勢是梯形波，在狀態1有ea + eb = 0 ，將式(1)前兩式相加，得：

式(2)

對式(2)進行整理，得：

式(3)

由式(1)的第三個式子可得C相反電勢表達式：

式(4)

由式(4)可見，C相反電勢的表達式各項均為三相端電壓，均可直接測量。要檢測 ec過零，只需檢測的瞬間即可。由于在該狀態1內，ec為下降沿穿越零點，故只需檢測ec從正到負的跳變即可。因此，當三相端電壓的關系滿足，即是時，說明 ec出現了過零點。捕捉到過零點后，經過30度電角度，就到達換相點，此時應該將繞組切換至狀態2的通電狀態（正轉情況下），即應該將V4關斷，保持V1導通，并將V6開通，進入狀態2通電狀態。等到狀態2的過零條件滿足時，再延時30度電角度，則應該把開關管的開關狀態切換成狀態3對應的狀態……如此循環往復，便可實現電機的無傳感器運行。

對照狀態1，可以得出其他各狀態的反電動勢過零條件及換相說明，如下表一所示：

表一：各狀態反電動勢過零條件及換相說明

對照圖二和表一可以看出，要實現換相，只需要在檢測到反電勢的過零點再延時30度電角度后，把定子繞組的通電狀態切換為下一區間所對應的狀態就可以了。而這種檢測方法僅僅依賴于端電壓，不需要中性點，也不需要片外比較器，而且運算過程簡單，只需要用單片機的 ADC模塊對端電壓進行采樣轉換后，就可以在內部進行過零事件的檢測，滿足條件時輸出1，否則輸出0。而由 PWM 調制引起的高頻噪聲對過零檢測的干擾，可以通過基于擇多函數的數字濾波器來消除。