本文以單相光伏發(fā)電系統(tǒng)中前級Boost電路為例對其進行硬件設計，Boost電路的硬件電路主要包括能量轉換電路、開關管驅動電路和信號檢測電路的設計。

(資料圖片)

1、系統(tǒng)指標

2、能量轉換電路設計

2.1 能量轉換電路原理圖

圖2 能量轉換電路原理圖

2.2 能量轉換電路器件選型

（1）儲能電感L的器件選型（圖2中的L1）

已知Boost電路的輸入輸出電壓關系：

根據(jù)上式計算占空比可得：0.625

將系統(tǒng)指標中的參數(shù)代入上式可得：

另外，結合實際情況，認為輸入電壓平均在100V左右，此時電感所要承受的最大電流為：

綜上所述，考慮到系統(tǒng)的的裕量，電感要適當取得大一些，本例中的電感參數(shù)取5mH，其飽和電流參數(shù)取為10A。

圖3 定制鐵硅鋁磁環(huán)電感實物圖（5mH/10A）

（2）輸出濾波電容C的器件選型（圖2中的C3~C6）

已知輸出濾波電容的選取依據(jù)：

將系統(tǒng)指標中的參數(shù)代入上式可得：

由于本例中Boost電路的輸出濾波電容同時作為系統(tǒng)的母線電容，因此在設計時通常留5~10倍裕量（一般情況下2倍裕量即可）。本例中輸出濾波電容取2000μF，且輸出電容的耐壓必須大于輸出電壓400V。在硬件設計時使用了8個1000μF/315V的電解電容，并采用兩個串聯(lián)為一組，然后四組并聯(lián)，最終得到2000μF/600V的輸出電容。

圖4 牛角型電解電容實物圖（1000μH/315V）

（3）開關管VQ的器件選型（圖2中的Q1）

在對開關管器件進行選型時應考慮器件所能承受的最大電壓和最大電流，另外還需考慮最大開關頻率等因素。從電路拓撲可以看出，開關管所承受的最大電壓即為母線電壓400V。考慮到電路中可能存在尖峰脈沖，需要保留一定的耐壓裕量，因此耐壓參數(shù)設計為600V。

從耐流角度分析，輸出的最大電流為：

而開關管所要承受的最大電流為：

同樣考慮一定的裕量，這里耐流參數(shù)設計為50A。

綜合考慮以上兩點因素，開關管選擇英飛凌公司的絕緣柵雙極型晶體管IKW50N60T，該型號的IGBT具有600V的耐壓和50A的耐流，并且最大開關頻率可達20kHz。

圖5 開關管IKW50N60T實物圖（600V/50A）

（4）二極管VD的器件選型（圖2中的D1）

二極管VD所承受的最大電壓也是母線電壓400V，而所承受的最大電流同樣認為是20A。Boost電路中的二極管選擇威世公司的快恢復二極管VS-75EPU12L-N3，該型號的二極管具有1200V的耐壓和75A的耐流，其反向恢復時間最快可達62ns。

圖6 二極管VS-75EPU12L-N3實物圖（1200V/75A）

補充：一個用MATLAB編寫的小工具

圖7 計算Boost電路儲能器件參數(shù)的工具

3、開關管驅動電路設計

Boost能量轉換電路中的開關管采用IKW50N60T（IGBT管），由于處理器的IO口無法直接驅動IGBT的開關動作，因此必須設計相應的驅動電路。M57959L是為驅動IGBT而設計的厚膜集成電路，該模塊采用高速光耦隔離輸入，且與TTL電平兼容，可直接與處理器的IO口連接。

驅動電路的控制信號由處理器產生，并從M57959L的13號腳輸入，驅動芯片的8號腳能夠輸出故障信號，并通過光耦隔離芯片PC817將故障信號傳遞給處理器；IGBT的驅動信號由5號腳輸出，連接IBGT的G極；其中R3是柵極的限流電阻，需要選取合適的阻值，取值太大影響開關頻率，取值過小無法起到保護作用。二極管D2和D3是短路/過載檢測二極管，而穩(wěn)壓管DZ1則用來補償D2和D3的反向恢復時間；穩(wěn)壓管DZ2和DZ3用來對輸出驅動信號的進行限幅處理，以保護IGBT的發(fā)射結。

圖8 開關管驅動電路原理圖

4、信號檢測電路設計

信號檢測電路負責對能量轉換電路的運行狀態(tài)進行監(jiān)測，并將采集到的信息反饋至處理器以實現(xiàn)對系統(tǒng)的實時控制。需要采集的信號包括輸入直流電壓信號（最大150V）、輸出直流電壓信號（最大400V）和輸入直流電流信號（最大10A）。

（1）輸入電壓檢測電路（VSM025A匝數(shù)比n=2.5）

輸入電壓信號的檢測電路，如圖9所示。電壓傳感器選擇VSM025A的霍爾傳感器，轉換比例n=2.5。首先通過功率電阻R4將待測大電壓信號轉換為小電流信號，傳感器將該電流信號按照1:2.5比例進行輸出。進入調理電路后先經過電阻R5將電流信號轉換成電壓信號，再經RC一階濾波電路濾除高頻干擾信號（R6和C16）。然后通過一級電壓跟隨器來實現(xiàn)阻抗匹配，最后再經過比例運算放大電路將電壓信號調整到符合處理器輸入要求的范圍內，這里采用的LMV358運放可以將輸出限制在0~3.3V。圖12中的C17和C18是濾波電容。

待測電壓信號為Vdc1，調理輸出信號為Vad1，傳感器原副邊的轉換比例為n，因此調理輸出信號與待測信號的關系為：

圖9 輸入電壓檢測電路原理圖

（2）輸出電壓檢測電路（VSM025A匝數(shù)比n=2.5）

輸出電壓信號的檢測電路如圖10所示，其實現(xiàn)原理參考輸入電壓檢測電路，這里不再贅述。待測電壓信號為Vdc2，調理輸出信號為Vad2，傳感器原副邊的轉換比例為n，因此調理輸出信號與待測信號的關系為：

圖10 輸出電壓檢測電路原理圖

（3）輸入電流檢測電路（CSM005A匝數(shù)比n=200）

輸入電流信號的檢測電路如圖11所示，實現(xiàn)原理同樣參考輸入電壓檢測電路。待測電流信號為Idc1，調理輸出信號為Vad3，傳感器原副邊的轉換比例為n，因此調理輸出信號與待測信號的關系為：

圖11 輸入電流檢測電路原理圖

5、實驗驗證

（1）實驗平臺

對Boost電路進行測試，驗證其能否正常工作。利用STM32產生50%占空比的PWM信號對電路的開關管進行控制，給Boost電路加70V的直流電壓作為輸入，并在輸出端接100Ω的電阻作為負載，通過示波器觀察電路的輸出電壓波形。

圖12 Boost電路功能驗證測試平臺

（2）實驗波形

如下圖是Boost電路的測試波形圖，從圖中可以看出開關管兩端波形的占空比為50%，輸入電壓為70V左右，而輸出電壓為輸入電壓的兩倍，約為140V。測試結果與Boost電路的理論基本一致，由此驗證了本文對于Boost硬件電路設計的合理性。

圖13 Boost電路測試輸出波形

審核編輯：湯梓紅